Fellow 13, un projet sur base de récupérations.

[jeff10]

Mikka
Le I=0.00064 tu là calculé comment stp?
Meme pratique caracteristique que le precedent etage?

[bimole]

Tu ne me dis cependant toujours pas comment tu calcules ton Zout !

Par définition, Zout du tube est dUa/dIa soit la pente de la tangente à la caractéristique Ua-Ia paramétrée en Ug, au point de polar considéré (ouf!!).
Effectivement pour une triode, cette pente varie fortement aux faibles courants (caractéristiques à pente faible).

Une fois cette valeur trouvée, Zout de l'étage complet est Zout_tube en parallèle avec Rcharge_anode. Si Rk est découplée évidemment, sinon l'impédance de sortie est encore plus élevée.
Je peux recalculer et te donner la formule littérale dans le cas général à l'occasion.

[Mikka]

Par définition, Zout du tube est dUa/dIa soit la pente de la tangente à la caractéristique Ua-Ia paramétrée en Ug, au point de polar considéré (ouf!!).

Et bien c'est ce que j'ai fait ce qui m'a donné : 110V / 0.0018A = 61k Ohms

Effectivement pour une triode, cette pente varie fortement aux faibles courants (caractéristiques à pente faible).

Ouais, ce qui rend le tracé de la tangeante assez délicat.

Une fois cette valeur trouvée, Zout de l'étage complet est Zout_tube en parallèle avec Rcharge_anode. Si Rk est découplée évidemment, sinon l'impédance de sortie est encore plus élevée.

Donc tu veux dire qu'il me faut prendre mes 61k /2 et ensuite je fais quoi avec Ra ?

Je peux recalculer et te donner la formule littérale dans le cas général à l'occasion.

Oui avec grand plaisir et intérêts d'autant que ça pourra servir à l'ensemble de la commiunauté !

Mikka
Le I=0.00064 tu là calculé comment stp?
Meme pratique caracteristique que le precedent etage?

Je me sers de la droite de charge tout simplement.

Au point de polarisation choisi, ell me donne la conso de la triode ainsi que la tension de BIAS ce qui permet de faire le lien avec la résistance de cathode par le biais de U=RI

[bimole]

Bonjour,

Donc tu veux dire qu'il me faut prendre mes 61k /2 et ensuite je fais quoi avec Ra ?

Tu as deux sections de triode identiques en parallèle donc la résistance interne est divisée par 2 (30.5k). Et ces triodes voient la charge en parallèle, donc Zout = 30.5k // R_anode.

Oui avec grand plaisir et intérêts d'autant que ça pourra servir à l'ensemble de la communauté !

Pour un étage amplificateur chargé à l'anode et à la cathode, tout est contenu là dedans :


Zout = Ra * (Rk + Rint*(1+gm*Rk) ) / (Ra + Rk + Rint*(1+gm*Rk))

où

Ra : résistance d'anode
Rint : résistance interne de la triode (ou pentode, ou tétrode, ou FET ou bipolaire...)
Rk : résistance de cathode (pour le découplage de cathode, faire Rk=0R)
gm : transconductance

Si on analyse un peu cette formule, on se rend compte de plusieurs choses :

- Zout résulte de la mise en parallèle de Ra, et de Rk en série avec Rint*(1 + gm*Rk).

- Pour un montage amplificateur à 12AX7 dont la cathode n'est pas découplée, le terme (1 + gm*Rk) est supérieur à 1, ce qui rend Rk (généralement) négligeable devant Rint*(1+gm*Rk). En fait, même si Rk est faible, c'est encore vrai, Rint étant ce qu'elle est...

- La présence de Rk, augmente "virtuellement" la résistance interne Rint, généralement plus faible que la résistance de charge. Zout est donc plus faible que Rint (normal). Mais le fait d'avoir Rk non nulle, gm*Rk devient du même ordre de grandeur que 1 et l'impédance de sortie de l'étage remonte très rapidement avec Rk.


D'un extrême à l'autre, on peut dire que l'impédance de sortie de ce type d'étage sera comprise entre Rint//Ra (si Rk nulle) et Ra (si Rk très très grande).

Il s'agit d'une formule générique et générale qui peut être simplifiée pour des cas particuliers.

[Mikka]

Grand merci pour ces éléments forts précis et forts précieux.

Donc je peux réctifier le tir pour ce qui est de Zout de mon montage en double triode V1 :

Z = (30,5k x 220k ) / (30,5k + 220k) = 26,79k

Donc effectivement je me retrouve avec un Zout nettement inférieur et proche du Zout/2 courament annoncé pour ce type de montage.

[bozole]

Salut

Non, ce n'est pas ça, car les 30,5k de résistance interne ne sont pas fixes, ils dépendent du point de polarisation choisi (Par exemple, pour une triode de 12AX7, les datasheets donnent Rint = 62,5k pour Ua = 250V, Ia = 1,2mA et Ug1 = -2V, mais ils donnent aussi Rint = 80k pour Ua = 100V, Ia = 0,5mA et Ug1 = -1V)

Plus ton tube est biasé froid (ce qui est ton cas avec une R d'anode élevée), plus la résistance interne est élevée, car les courbes deviennent de plus en plus "horizontales"

Donc pour trouver ta résistance interne à ton point de polarisation, il faut tracer la tangente à la courbe Ia f(Ua) en ton point de bias

Ensuite, tu pourras utiliser la formule de bimole pour définir l'impédance de sortie de ton montage

Par ailleurs, je reviens sur un autre calcul :

En vu de garder une bonne quantité du gain disponible je vais découpler les deux résistances de cathodes pour V1(a & b) et V2a par des condensateurs de 22µf ce qui nous donne la fréquence de coupure suivante :

F= 1/(2pi x Ck x Rk)= 1/(6,28 x 0,000022 x 1500) = 4,8Hz

Cette formule est fausse concernant le calcul de la fréquence de coupure du filtre formé par Rk // Ck
C'est une approximation, qui reste à peu près valable dans bien des cas je pense, mais ce n'est pas aussi simple, la formule est bcp plus compliquée que ça ...

Jptrol avait travaillé là dessus, en remarquant une erreur sur le site de Randall Aiken :
viewtopic.php?t=1408&start=0

à+

[Mikka]

Oui, je sais déjà tout ça.

Et puis au final c'est à l'oreille qu'il se pofine le son, le voicing, pas sur le papier ... n'est ce pas !



Comment fais-tu pour calculer cette fréquence de coupure ?

[bozole]

Comment fais-tu pour calculer cette fréquence de coupure ?

Jptrol avait donné la formule ici, en bas de page :
http://tabwyp.free.fr/G5/Chap3_cc_freq_ ... ie_G5.html

Et il avait fait un fichier Excel, dispo ici :
http://tabwyp.free.fr/G5/Decouplage-cathodes.xls

Ainsi qu'une méthode graphique :
http://tabwyp.free.fr/G5/meth_graph_bypass.html

[jeff10]

Holla! mes yeux et oreilles!
Les formules d'enfer!

[Mikka]

Comment fais-tu pour calculer cette fréquence de coupure ?

Jptrol avait donné la formule ici, en bas de page :
http://tabwyp.free.fr/G5/Chap3_cc_freq_ ... ie_G5.html

Et il avait fait un fichier Excel, dispo ici :
http://tabwyp.free.fr/G5/Decouplage-cathodes.xls

Ainsi qu'une méthode graphique :
http://tabwyp.free.fr/G5/meth_graph_bypass.html

Oui JC je connais tous ces éléments depuis leurs créations mais toi précisément comment fais-tu ?

Personnellement je reste sur la première formule qui je te l'accorde n'est pas exacte mais c'est une approximation suffisante pour les usages que j'en fais en général, après lorsque j'ai vraiment besoin d'une valeur précise la méthode graphique de Jptrol me semble déjà fort suffisante.
Quant à la formule du premier lien ... arff, j'ai trop mal à la têt là ...



Edit :

... suite de l'étude du Fellow ...

Il s’agit à présent de polariser l’étage de puissance et ensuite de concevoir l’alimentation générale de l’ampli.

Généralement on étudie l’étage de puissance en partant d’une tension voulue puis on adapte ensuite l’alimentation en fonction des éléments obtenues, préampli compris. Mais dans mon cas c’est différent car je souhaite utiliser un transformateur déjà dans mon stock qui de surcroît est un transformateur de récupération et modifier afin d'e’ tirer le meilleur parti que possible en vue justement de pouvoir alimenter un push-pull d’EL84/6bq5. J’ai donc pour ce faire déjà fait une pré étude du 369GX Hammond (voir l’article dédié) et j’ai aussi pour transfo de sortie un 125E Hammond.

Reprenons donc à partir de la droite de charge que nous avons déjà tracée du 369GX modifié.



J’ai l’intention de monter l’ampli dans un ancien combo à transistors déjà pré équipé d’un châssis d’origine et d’un HP de 8 ohms (hp pouvant être changé plus tard). C’est un projet récupe rappelez vous !



Le datasheet du 125E Hammond m’indique les impédances primaires possibles pour un hp de 8 ohms au secondaire comme étant de 6k8, 8k2, 11k6 et 12k8 d’anode à anode. Je recherche une puissance de sortie RMS entre 10 et 15W, avec l’espoir de réussir à obtenir 13W.

Pour l’étude de l’alimentation j’utilise le logiciel PSUDII.

Me servant donc des logiciels appropriés ainsi que de mon expérience j’en suis arrivé à ce compromis.

Le droite de charge d’abord :



L’alimentation

Vue général :



Détail au repos :



Détail à plein régime :



Détail courant secondaire du transfo au repos :



Détail courant secondaire transfo à plein régime :



Tout ceci demande quelques explications.

Pour commencer avec PSUDII les paramètres du transformateur ont été déduits dans le chapitre qui concerne l’étude du 369GX et de son passage de « center tap » à « parallel tap ». Pour ce qui est de la consommation au repos, les valeurs sont celles trouvées lors de l’étude générale du préampli ajoutez à cela les informations fournis par la droite de charge, c’est à dire (35mA x 2) pour ce qui est de la consommation d’anode et environs (4mA x 2) pour ce qui concerne la consommation des grilles écrans G2.

Suite à cela, j’ai adapté au mieux les valeurs des filtres RC afin d’obtenir le filtrage et les tensions au plus proche de ce qui est recherché. A savoir que dans un montage en push-pull le transfo de par ses deux enroulements primaires physiquement en opposition de phase auto annule la majeur partie des bruits de font de l’étage de puissance émit principalement au niveau des anodes.

Les plus attentifs auront remarqué que l’alim annonce un A+ au repos d’environs 297V alors que le Ua de la droite de charge est donné pour 284V.

Pour comprendre il faut noter que l’étage de puissance sera en cathode BIAS, la résistance de BIAS étant annoncée à 120k et nous la calculerons un peu plus loin. Les courbes en vert sur les caractéristiques d’anode (voir la droite de charge) vont de 0V, en partant du haut vers le bas, à -16V par pas de 2V, les quelles correspondent aux tensions de grille de commande G1. Au point de BIAS de 284V / 35mA donné sur la droite en classe A de couleur vert « turquoise » on peut lire une tension Ug1 de l’ordre des -10V. Cette tension est donc à déduire de A+ car l’anode voit A+ par rapport à sa cathode.

Ainsi

Ua = A+ - Uk = 296 – 10 = 287V

Mais il y a une erreur de 3V me diront certains !

C’est que le courant qui alimente les anodes de nos EL84 passe par ½ enroulement primaire du transfo de sortie correspondant ce qui entraîne une chute de tension.

La résistance DC mesurée sur le primaire du transfo de sortie 125E est de 155 ohms ce qui pour un demi enroulement nous donne une résistance de 77,5 ohms.

Je sais qu’au repos l’intensité consommée par l’anode d’une lampe est de 35mA.

Ainsi

DUa = 0,035 x 77,5 = 2,7V

Ua = 287 – 2,7 = 284,3V

CQFD

Sur le même principe B+ est donné pour un peu moins de 290V alors que Ug2 est donnée pour 280V car les grille écrans voit elles aussi la tension fournie par l'alimentation par rapport à la cathode. De plus cette tension sera probablement légèrement inférieure à cette valeur car nous ne l’avons pas encore soumise à l’existence potentielle de la résistance de grille écran qui d’expérience sera nécessaire pour protéger la grille écran de chacune des EL84 lors des piques de courant … mais nous aborderons cela plus loin. Mais vous constaterez que je suis parti d’une consommation légèrement supérieure afin d’anticiper la chute de tension …

Maintenant revenons à notre alim, il s’agit maintenant de comprendre comment déduire les consommations en courant de notre étage de puissance à plein régime.

Jetons tout d’abord un œil sur un datasheet concernant les EL84 et nous donnant un certains nombre d’informations concernant les consommations de nos lampes sous un régime relativement proche du notre.



Nous allons nous intéresser principalement à la partie droite du tableau qui nous donne des valeurs pour une tension Ua et Ug2 = 300V.

On remarque d’abord une intensité d’anode au repos très proche de la notre. On voit aussi la consommation d’anode et de grille écran pour un signal de 10V RMS, le RMS est important car en fait ça correspond à des valeurs de pics de 10 x racine de 2 = 14V. Ce qui correspond à un signal qui sera déjà pas mal « saturé » par nos lampes.

Regardons, on nous donne :

Ia = 0.035A
Ig2 = 0.004A
Rk = 130 ohms

Afin de connaître la tension de BIAS laquelle correspond à la tension max admissible par la grille de commande avant que le lampe ne sature le signal en sortie, sachant qu’il y a deux lampes, il faut procéder ainsi :

Ug1 = ((2 x 0.036) + (2 x 0.004)) x 130 = (0.072 + 0.008) x 130 = 0.08 x 130 = 10.4V

14 – 10.4 = 3.6V

Notre signal sera donc « tronqué » en sortie de 3,6V ce qui engendrera de la saturation.
Nous avons donc bien largement atteint les limites dynamiques de la lampe.
Dans cette situation déjà extrême on nous donne pour consommation d’anode 46mA RMS pour chacune des deux lampes ainsi qu’une consommation de grille écran de 11mA RMS pour chacune des lampes.

Dans notre cas cela sera moindre car nos tensions globales sont légèrement inférieures de 17% environs.

Partant de ce constat j’en ai déduis les approximations suivantes :

Ig2max = 22 x 0.93 = 20.4mA

Iamax = 92 x 0.93 = 85.6mA

J’ai inclus ces valeurs dans ma simulation PSUDII au bout de 5s et la simulation m’a donné les éléments que vous pouvez voir sur les images ci-dessus.

A ce niveau, ce qui nous intéresse c’est ce qui se passe dans le secondaire du transfo d’alim.

Repartons de l’image suivante :



Ce sont les pics de courant dans l’enroulement secondaire du transfo d‘alim.
On peut lire une valeur d’environs 410mA.

Maintenant il faut calculer la valeur RMS de cette consommation de la façons suivante :


Irms max = (0.410 x 0.7) / racine de 2 = 0.203A => 203mA

On peut faire de même pour l’ampli au repos en se basant sur l’image déjà présentée plus haut.

Irms = (0.350 x 0.7) / racine de 2 = 0.173A => 173mA

Nota : 0.7 est un facteur dû à la forme particulière du signal qu’on peut lire sur la simulation.

On peut dors et déjà en déduire la puissance du transfo idéal pour ce montage.

Lors de l’étude du transfo nous avions déduit un Résistance DC interne de 163 ohms qu’on peu voir sur la vue générale.

Ainsi
DU = 163 x 0.203 = 33V
Unom = 250 – 33 = 217V
Pnom = 217 x 0.203 = 44VA

Voici la droite de charge du transfo :




Que nous dit cette droite dans son état actuel ?

Pnom = 225 x 0.153 = 34.425VA

On en déduit que notre transfo est de presque 10VA nominal inférieur à nos besoins idéalement.

Ce n’est pas très grave car on a vu lors des testes que même sous 60W de consommation il a tenu durant près d’une heure sans dommage. Ce ne sont donc pas 44VA de consommation par intermittence qui devraient poser problème.

On peut aussi calculer la puissance demandée au repos.

DU = 250 – (163 x 0.173) = 222V
P = 222 x 0.173 = 38.4VA

Pas de quoi s’affoler, d’autant que la simu nous montre un SAG de 10V au niveau de l’alimentation de l’ampli, rien de très conséquent d’autant que ce sag va jouer en notre faveur pour l’obtention d’une saturation un peu plus « vintage ».

Maintenant nous allons pouvoir tracer ces valeurs sur la droite de charge du transfo.




Nous allons maintenant voir comment calculer la résistance de cathode, les résistances de grilles écrans ainsi que la puissance RMS de l’ampli.

Pour ce faire nous allons nous servir de la droite de charge.



Pour le calcul de Rk :

PS : Rk est commune aux deux lampes

Rk = Ug1 / (Ia + Ig2) = 9,8V / (0.07 + 0.0075) = 126.45 Ohms

Sachant que sur ma droite de charge je sui légèrement sous biasé et qu’en cathode BIAS il n’est pas gênant de biaser chaud car durant le fonctionnement la droite a tendance à s’écraser un peu par l’action de l’intensité traversant la résistance de cathode. Ainsi une Rk de 120 ohms sera parfaite.

On peut s’amuser à calculer la puissance RMS potentiel du montage, je dis potentiel car un élément qu’on abordera bientôt va venir tronquer notre fonctionnement …

Pour ce faire il nous faut déterminer DUrms et DIrms.

La droite de classe B en mauve nous dit que Umax = 284V et que Umin = 40V
DUrms = (284 – 30 ) / racine de 2 = 179.6V

On lit aussi que Ia = 35mA et que Iamax = 130mA
DIrms = (130 – 35 ) / Racine de 2 = 67.2mA

Prms = Durms x DIrms = 179.6 x 0.0672 = 12W

Et voilà, mon Fellow 13 n’est déjà plus qu’un Fellow 12 … ha ha ha !

Nous allons aborder à présent un élément assez délicat, il s’agit du calcul des résistances de protection des grilles écrans des lampes de puissance.

Si on fait correspondre la droit de charge classe B en son point max c’est à dire le point de rencontre avec la courbe Ug1 = 0V avec la courbe de consommation de la grille écran en bleu on peut y lire une intensité de l’ordre des 46mA.

Nous savons aussi que la tension de grille au repos est de l’ordre des 280V.

Dans un cas extrême nous aurions donc :

Pg2t0 = 280 x 0.046 = 12.88W

Cette dissipation de grille n’est valable que pour l’instant T0 du pic du signal et sans perte de tension sur la grille écran.

Si on considère celui-ci comme étant plus ou moins une sinusoïde et tenant compte du fait que le montage est en Push pull de classe AB on peut alors dire que :

Pg2rms = ((280 x 0.046) / racine de 2) / 2 = 4.6W

Les datasheets indiquent qu’une EL84 à pour dissipation max de ses grilles écrans 2W.

Nous sommes donc bien au-dessus.

Voilà pourquoi il va falloir prévoir une résistance de grille écran pour chacune de nos EL84, sachant que plus la résistance sera importante plus la tension de grille écran chutera et plus nous perdrons en puissance et en dynamique d’où l’intérêt de la calculer au plus juste.
Nous savons aussi que en faisant chuter la tension de grille écran nous allons aussi faire chuter l’intensité consommée par celle-ci.

N’ayant que peu d’information sur le sujet fournies par les datasheets constructeurs je vais passer par la simulation via Switchercad en utilisant la modélisation la plus proche que possible.
Voici donc les caractéristiques de notre montage sous une tension de grille écran de 240V.



On peut y lire qu’à signal max la consommation de grille écran serait de l’ordre des 25mA.
Ce qui nous donne pour valeur de puissance RMS supposée :

Pg2rms = ((240 x 0.026) / racine de 2) / 2 = 2.2W

Voilà qui est très proche des 2W recherchés.

Partant de cela on peut donc dire qu’il nous faudra faire chuter la tension de grille de la valeur suivante :

DU = 280 – 240 = 40V

Ce qui nous donne comme valeur de résistance :

R = 40 / 0.026 = 1500 ohms

Tenant compte que dans le premier filtre RC qui précède le point B+ d’alimentation des grilles écrans se trouve déjà une résistance proche des 500 ohms je peux donc choisir pour résistances de grilles une valeur de 1k.


... la suite bientôt ...

[bozole]

Salut

Oui JC je connais tous ces éléments depuis leurs créations mais toi précisément comment fais-tu ?

Je ne les calcule pas, je les dimensionne par habitude, au feeling

Je précisais juste les choses en théorie, car ta formule de calcul, si on veut être rigoureux, est fausse, c'était juste pour préciser que ce n'était pas si simple malheureusement

à+

[Mikka]

Ok ça roule JC !


Suite :

Arrivé à ce niveau on peut dors et déjà visualiser de façons assez précise le schéma global de l’ampli sur lequel, vous le verrez, j’ai adjoint quelques options dont nous allons faire l’analyse.



Nous avons jusqu’ici déjà abordé le sujet du voicing du préamp.
Je vous propose d’en visualiser la courbe des fréquences avec tous les potards réglés à « midi ».



C’est l’occasion pour nous d’observer l’impacte du déphaseur sur le voicing, sachant que celui-ci ne dispose pas d’une contre réaction on s’attend donc à ce qu’il y est une perte de haut médiums ainsi que dans les très basses fréquences ce que l’image suivante confirme.



Je précise à nouveau que tous les potentiomètres sont à midi.

Le potentiomètre de master volume mixe les deux signaux du déphaseur lesquels se trouvent déphasés de 180°.
De ce fait, plus les signaux sont mixés ensembles et plus ils s’auto-annulent.


Le potentiomètre de cut fonctionne comme un filtre passe bas.
Il est partiellement influencé par le potard de master volume et le fait qui travaille entre les deux branches du déphaseur aura une impacte sur le calcul de son action.

Je tiens compte du fait que les potentiomètres sont de type logarithmique.

Calcul de la fréquence de coupure :

Rc = 250k x 0.2 /0.5 = 100k

Rm = 1M x 0.2 = 200k

R = (200k x 100k) / (200k + 100k ) = 67k

F = 1/(2pi x 67k x 2.2n) = 1080Hz

Vérifions le par la simulation :



Nous pouvons à présent calculer la fréquence de coupure de C10 et C11, les capas de liaison de 0,1µf.

F = 1/(2pi x 220k x 0.1µ) = 7,2Hz

Calculons maintenant le capa de découplage de la résistance de cathode du « cathode BIAS ».

Je sais que la fréquence audible la plus basse est de 20Hz (c’est une base totalement subjective).

C = 1/(2pi x 120 x 20) = 66µ

Et je choisi totalement arbitrairement de passer cette valeur à 100µ dans le but de perdre un minimum de gain et un minimum de réponse dans les fréquences basses.

Il me reste à exposer le calcul qui justifie le choix des résistances de grilles R21 et R22.

Elles ont pour rôle de prévenir certains bruits de fond, de la « blocking distortion » ainsi que des auto-oscillations de hautes fréquences, pas forcément audibles mais pouvant être dommageables aux lampes.

J’ai pour habitude d’utiliser pour cet usage une fréquence de coupure de 10kHz, ce qui est largement assez haut pour un ampli guitare.

Les datasheets constructeurs nous indique pour les EL84 une capacité de grille / cathode de 10pF

R = 1/(2pi x 10k x 10p) = 1592

R = 1.5k ohm.

Nous voilà arrivé au bout de cette étude que j’ai voulue simplifiée mais efficace afin qu’elle reste la plus accessible que possible.

Il ne me reste plus qu'à monter l'ampli et à le tester ...

[loylo]

Sympa comme tout. D'inspiration assez voxienne/matchlessienne on dirait.
Maintenant j'ai un souci pour visualiser les illustrations, qui ne s'affichent pas sur mon PC dans leur grande majorité.
Ca le fait chez vous également?

[Mikka]

Ouais Hiboox ne fonctionne pas bien en ce moment.

[Alexis24]

bonjours,

Je suis très attentivement votre avant dernier post mais j'avoue que je bloque un peu à partir de là:

"Dans notre cas cela sera moindre car nos tensions globales sont légèrement inférieures de 17% environs.

Partant de ce constat j’en ai déduis les approximations suivantes :

Ig2max = 22 x 0.93 = 20.4mA

Iamax = 92 x 0.93 = 85.6mA.... "

Pourquoi de 17% précisément ?

Puis la suite j'ai vraiment du mal sans les illustrations ^^
J'ai tenter de faire des simu Psu mais sans grand succès.

Merci d'avance