Droites de charges - Chapitre II

Chapitre II : ou comment polariser un étage de puissance à tube unique.

Introduction

Un étage de puissance à tube unique est aussi appelé single-ended chez les anglo-saxons. Il utilise donc une seule lampe, c’est ce qui a été utilisé pour concevoir le G5. Il faut savoir qu’un étage de puissance à tube unique fonctionne toujours en classe A. Nous ferons un article aussi détaillé que possible sur les différentes classes, mais pour l’instant retenez seulement qu’en classe A la lampe de puissance va amplifier les alternances (positives et négatives) du signal qui arrive à sa grille.
Vous trouverez des similitudes avec le chapitre I et c’est bien normal puisque les triodes de préamplis fonctionnent elles aussi en classe A.

Schéma fonctionnel

Faisons rapidement le détail de ce schéma.
Le signal arrive par la gauche du schéma, il est référencé à la masse via R17, la résistance R18 est la résistance de grille de l’EL34, je vous renvoie à l’article d’Aiken traduit par nos soins : “Résistances de grilles, pourquoi sont-elles employées ?”
La tension d’alimentation de l’EL34 notée Ub passe par le primaire du transformateur de sortie avant d’aller sur l’anode de l’EL34. R21 et C11 assurent le filtrage et l’intensité consommée par la grille 2.
On arrive maintenant au coeur de notre article, comment polariser notre EL34 pour qu’elle amplifie.

Résistance de charge ou impédance du primaire

Le primaire de notre transformateur de sortie va jouer le même rôle que la résistance de charge de notre 12AX7.
Pour déterminer sa valeur, il faut regarder dans les datasheets.
Prenons celle de l’EL34 de chez JJ disponible à l’adresse suivante : http://www.jj-electronic.sk/pdf/E34L.pdf
Dans les données communiquées on relève la tension d’anode notée Ua et l’intensité notée Ia.
On a donc comme valeurs :
Ua = 250V et Ia = 100mA, cela veut dire qu’à 250V sur l’anode de l’EL34, elle consomme 100mA de courant d’anode.
Nous allons utiliser ces valeurs pour choisir notre point de repos (de polarisation, de bias) pour l’EL34.
La résistance de charge (Ra) se détermine via la formule suivante :

Ra = Ua/Ia = 250V / 0,1 A = 2.5kΩ

Le primaire du transformateur de sortie devra avoir 2.5kΩ d’impédance à 1kHz.
On peut trouver cette information directement dans d’autres datasheets ou avec l’outil TDSL de duncanamps.

Droite de charge

La charge va provoquer une chute de tension de la tension d’alimentation (Ub) de telle sorte qu’on peut calculer la tension d’anode de l’EL34 (Ua) par la formule suivante :

U_a = U_b – U_RaComme U_Ra = Ia * Ra
(1) Alors Ua = Ub – (Ia*Ra)

Le premier point (X) à placer sur le graphique, représente la tension Ub dans la relation (1) :

Ub = Ua + (Ra*Ia)
Ub = 250 + (0.1 * 2500) = 500V

Le point X est à placer sur l’axe des abscisses et a donc pour coordonnées (500V ; 0mA).
Ce qui ne veut pas dire que notre alimentation devra être de 500V c’est juste pour la construction graphique.

Pour placer le deuxième point (Y), supposons maintenant qu’il y ait un court circuit dans le tube, la tension d’anode Ua serait alors égale à 0V. Seule la résistance d’anode limiterait alors le courant, ce qui le fixerait à une valeur de :

Ua = Ub – (Ra*Ia)
soit Ia = Ub/Ra puisque Ua = 0V
Ia = 500V / 2 500 = 0.2A

Le point Y a donc pour coordonnées (0V ; 200mA)
Comme par deux points il ne peut passer qu’une seule droite on prend notre règle et on trace la droite de charge.

Donc on note que sur la partie de gauche au point 250V ; 100mA on touche la courbe Wa=25W, c’est la courbe de dissipation maximale de l’anode de l’EL34, en classe A on peut polariser notre tube de sorte qu’on soit au maximum de la dissipation autorisée. On note aussi que le point choisi est entre les courbes -10V et -15V.
En transposant sur les courbes de transfert on trouve la valeur -12V assez précisément.
Dans les mêmes datasheets il est noté Ig1 = -10V ; -13.5V. Nous sommes donc relativement proches de ces deux valeurs.
On trouve aussi la consommation de Ig2 : 14.9mA, mais comme elle dépend de R21 sur notre schéma nous allons utiliser 10mA (valeur mesurée sur le proto de f_da) pour calculer la résistance de cathode.

Calcul de la résistance de cathode

On pourrait très bien appliquer cette tension négative de -12V à la grille 1, on serait alors dans un schéma dit fixed bias. Mais nous avons préféré utiliser la même méthode que pour nos 12AX7 du premier chapitre, c’est à dire qu’on va utiliser une résistance entre la cathode de l’EL34 et la masse (cathode bias), et référencer à la masse la grille 1. Ainsi la différence de potentiel entre la grille et la cathode est respectée et la tension de cathode Uk est égale à la valeur opposée de Ug, ici 12V.
Pour calculer la résistance de cathode nous allons utiliser la même formule que pour nos 12AX7, à savoir :

Rk = Uk / Ik
Et Ik = Ia+Ig2
Soit Rk = Uk / (Ia+ Ig2)
12V / ( 0.1A + 0.01A) = 109Ω

Pour éviter un bias trop élevé on prend la valeur normalisée directement supérieure, ce sera 120ohms.
Attention cette résistance va devoir être suffisamment dimensionnée pour dissiper la chaleur. En effet, selon la formule P=U*I, la résistance de 120ohms va devoir dissiper :

P = 12V * 0.11A = 1.32W

Pour être tranquille choisir une résistance de 2W ou plus.

Calcul de la dissipation du tube

Pour vérifier si le tube n’est pas polarisé trop chaud on a recourt à quelques calculs pour éviter de dépasser la donnée constructeur.
Nous allons noter la dissipation de l’anode (Pa), et nous utiliserons les notations habituelles Ua pour la tension d’anode, Uk pour la tension de cathode et Ia pour l’intensité du courant d’anode :

Pa = (Ua – Uk) * Ia
Exemple avec notre EL34 :
Pa = (250-12) * 0.1 = 23.8W

Soit très proche de la dissipation maximale ce qui n’est pas gênant en classe A. Pour une durée de vie accrue de l’EL34 il est préférable de polariser aux alentours de 90% de la dissipation maximale voire moins, c’est une donnée que l’on retrouve souvent mais 100% n’est pas interdit pour tester.
Pour calculer la dissipation de la grille 2 (Pg2) on utilise la même formule où Ug2 est la tension de la grille 2 :

Pg2 = (Ug2 – Uk) * Ig2

La tension Ug2 est égale à la tension d’alimentation Ub soit 250V moins la chute de tension provoquée R21, à l’aide de notre bonne vieille loi d’ohms, on détermine cette chute :

U = RI
U = 2 200 * 0.01 = 22V
Donc :

Pg2 = ((250-22)-12) * 0.01 = 2.1W

Il est important de prendre en compte la dissipation de la grille 2 car si elle est supérieure aux données constructeurs, le tube risque de vieillir prématurément.
Au total notre tube dissipe :

P = Pa + Pg2
P = 23.8W + 2.1W = 25.9W

Vous allez me dire que c’est trop par rapport au 25W ! Et bien non car les 25W ce n’est que pour l’anode, la grille 2 de l’EL34 selon les datasheets peut dissiper jusqu’à 8W, ce qui fait un total théorique de 33W. En pratique il ne faudrait pas pousser l’EL34 aux delà de 30W…si elle les atteint.

Calcul du condensateur de cathode

On place souvent un condensateur (Ck) en parallèle de la résistance de cathode. La valeur est calculée en fonction de la fréquence amplifiée la plus basse (F). En guitare on peut se fixer sur une valeur de 100Hz. La formule est la suivante :

Ck = 1 / (2pi * F * Rk)
Ck = 1 / (6.28 * 100Hz * 120 ohms)
Ck = 13,26µF

Attention le résultat s’exprime en Farads, j’ai donc fait la conversion pour tomber sur les µF.

On a choisi un condensateur de 100µF/63V pour le G5, afin de couper un peu moins les basses.

Calcul de la puissance RMS

Faisons tout d’abord un petit rappel sur les relations tension max (Umax) et tension RMS (U_RMS)
Umax = U_RMS * √2
d’où U_RMS = Umax x 1/√2
et 1/racine (2) = 0,707 soit environ 71%

Le voltage maximum RMS est donc égal à 71% de la différence entre le voltage au point de repos choisi et celui au point où la droite de charge coupe la courbe Ug1 = 0V.
De même pour le courant maximum RMS, qui est égal à 71% de la différence entre l’intensité au point de repos choisi et celle au point où la droite de charge coupe la courbe Ug1 = 0V.
Soit le point Z en lisant sur la courbe :

Donc U_RMS = 0.71 * (250V – 35V) = 152.65V _RMS
Et I_RMS = 0.71 * (185mA – 100mA) = 60.35mA _RMS
D’où P = U_RMS * I_RMS = 152.65 * 0.06035 = 9.21W

Ce qui est très proche de ce que l’on a avec le G5, sauf que le hammond 369GX n’arrive pas à débiter 100mA, ce qui fait qu’on doit être un peu en dessous. Mais bientôt la version 3 du G5 viendra corriger notamment ce problème de transformateur en préférant le 260E au 369GX.

Voilà j’espère avoir été clair et complet, le prochain chapitre sera sur les push-pull, mais là je vais devoir potasser encore un peu vu les subtilités de classes et de réglages…

A bientôt.

Bibliographie :

– G. Dutheil – Amplificateurs à tubes pour guitare et hi-fi – Publitronic
– Loadlines Made Simple by Carl B. and Matthias M. – Avril 2002 – AX84 communauty.
– Datasheet JJ Electronics
– Aiken – “The Last Word On Biasing”

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